指令与载荷共链传输，芯动神州TRX9361构建巡检无人平台数据链

发布时间：2026-10-28 13:04
作者：AMEYA360
来源：芯动神州
阅读量：151

　　巡检无人平台通过无线数据链连接远端操作站，完成指令下发、状态遥测和载荷数据回传。三类业务共享空口，却有不同要求：指令关注到达时限，遥测需要连续更新，图像与传感数据则占用主要容量。当载荷数据持续上传时，控制报文仍须按期发送。数据链设计因此需要同时安排业务队列、空口时隙与射频收发状态，避免大数据包占满发送资源。

　　一、业务调度与射频收发的分工

　　芯动神州推出的TRX9361可作为该类终端的射频收发核心，与FPGA或基带处理器配合，构成从业务数据到天线端口的传输通道。芯片集成12位ADC/DAC，采用直接变频架构。发射时将基带I/Q数据转换为射频信号，接收时将射频信号转换为数字I/Q数据，再交由基带处理。组帧、调制解调、信道编码和重传由基带实现。控制报文的优先队列与预留发送机会，也应在这一层完成;射频器件提供的带宽与收发控制能力，是调度方案落地的硬件基础。

指令与载荷共链传输，芯动神州TRX9361构建巡检无人平台数据链

　　二、按业务比例分配收发时隙

　　TRX9361支持TDD和FDD。对于载荷回传量大、下行指令量较小的终端，可采用TDD，在同一工作频点交替安排两个方向的传输。时隙比例应从业务需求反推。先保留指令和遥测的发送机会，再将其余资源分配给载荷数据;当载荷队列积压时，基带仍按预设规则调度控制报文。TRX9361的使能状态机可由SPI或引脚控制。需要确定性收发切换时，可由FPGA通过ENABLE/TXNRX驱动器件状态，并协调外部功放、低噪声放大器与天线开关。时隙边界必须预留保护间隔，覆盖器件状态转换、外部前端稳定和接收增益建立。该间隔应依据整机测量确定，不能仅按数字控制引脚的脉冲宽度估算。采用FDD时，可在不同频率上同时收发，但仍需核算发射泄漏与接收阻塞，并配置适当的双工滤波和天线隔离。双工方式应与终端前端一并确定。

　　三、让带宽匹配业务负载

　　TRX9361的工作频率覆盖70MHz至6.0GHz，可调通道带宽从不到200kHz至56MHz。频点、通道带宽与基带波形可围绕终端业务共同配置。

指令与载荷共链传输，芯动神州TRX9361构建巡检无人平台数据链

　　通道带宽不等于业务吞吐率。净速率还取决于调制方式、编码率、导频、帧头以及有效时隙占比，不能将带宽数值直接作为数据链速率。改变带宽时，片内滤波与基带采样配置需要配套调整。频段迁移还须检查外部匹配、滤波器、功放与天线，宽频率覆盖并不意味着整机前端可跨频段直接复用。

　　四、突发接收与双通道利用

　　移动巡检过程中，遮挡、姿态和传播路径变化会改变接收电平。TDD突发接收还要求增益在有效载荷到来前进入合适范围，否则可能出现前段饱和或弱信号量化不足。TRX9361每个接收通道均具备独立AGC，并支持手动增益控制;接收链还包含直流失调与正交校正。AGC模式及前导段长度应结合波形验证，不能仅以连续单音测试判断突发收包能力。器件提供双接收通道，可连接不同天线，在基带实现选择分集或合并处理。两路接收共享接收本振，适合围绕同一频点设计分集链路。

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　　五、围绕业务完成终端验证

　　样机验证应覆盖载荷满负荷上传、接收电平突变和重复收发切换，分别记录指令时延分布、遥测丢包率与载荷有效吞吐，确认资源调度在压力条件下仍然成立。TRX9361BA采用BGA144封装，尺寸为10mm×10mm。选型与样片需求可向芯动神州咨询，并结合目标频段、波形和前端方案开展验证。巡检数据链的验收应落在业务端：载荷持续回传时，指令仍能按期到达，状态信息仍能连续更新。TRX9361为这一系统提供可配置的射频收发基础。

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　　零中频发射机开机后的第一张频谱图上，有用信号两侧通常会出现两组不在设计范围内的分量。一侧是镜像，另一侧是本振泄漏。它们不是外部干扰，而是正交调制链路自身失配的产物。零中频架构把有用信号直接放在本振频率上。I路与Q路一旦不完全相等，两路合成的旋转矢量就不再是一个正圆，反方向上会留下残留分量。直流失调则把本振本身搬到了输出端，成为载波泄漏。两组分量都落在发射频段之内。后级滤波器无法把它们与有用信号分开，抑制动作只能发生在信号合成之前。　　一、失配与镜像抑制的换算关系　　镜像抑制比由幅度失配与相位误差共同决定，两者的换算关系是固定的。设两路增益之比为g，相位偏离90°的角度为φ，则镜像抑制比为10lg[(1+g²−2gcosφ)/(1+g²+2gcosφ)]。按这一关系，相位误差1°对应的镜像抑制约为−41dB，幅度失配的影响与之大体相当。这个量级对窄带链路够用，宽带调制对镜像更为敏感。比数值更关键的是稳定性。器件匹配精度随温度与频率漂移，靠无源匹配守住的数字很难在全温全频段内保持。校正量需要可写、可读、可复现。　　二、校正量落在寄存器里　　DAC2162-1200为双通道、16位、最高1200MSPS数模转换器，输出为差分电流，可直接与模拟正交调制器对接。手册把针对直接变频应用的调整能力写成了一组寄存器参数。I路与Q路的相位调整字各10位，位于地址0x38至0x3B;两路直流失调字各16位，位于0x3C至0x3F。满幅电流调整字与双辅助DAC的数据字同为10位，前者位于0x40、0x41与0x44、0x45，后者位于0x42、0x43与0x46、0x47。辅助DAC集成在片内，电流方向与极性均可由寄存器设定，用于失调补偿与增益匹配。相位与幅度两项分别对应镜像抑制的两个维度，直流失调一路直接对应载波泄漏。数据通路控制寄存器0x1B提供旁路NCO、选择边带、旁路相位补偿与直流失调等选项，便于逐项确认校正效果。片内复数调制器带频率调谐字寄存器0x30至0x33与相位偏移寄存器0x34、0x35。信号在上变频之外还需要滤波。2×、4×、8×插值器配合HB1至HB3三组半带滤波器，把镜像分量挡在输出之前。　　三、输出级的动态性能数据　　校正解决的是镜像与载波泄漏，调制质量另由输出级的动态性能决定。手册给出的单载波W-CDMA邻道泄露比为82dBc，测试中频122.88MHz。无杂散动态范围在200MSPS、50MHz输出条件下为80dBc;交调失真在800MSPS、100MHz输出条件下为81dBc。噪声频谱密度在800MSPS、80MHz输出条件下为−164dBm/Hz，输出频率抬升时底噪不随之恶化。输出级为差分电流。满量程电流可在8.7mA至31.7mA之间编程，输出顺从电压范围为−1.0V至+1.0V，可与变压器或差分运放直接匹配。内部1.2V基准与双辅助DAC均在片内，基准器件与失调校正支路可以一并从板上省去。　　四、接口与时钟留出的余量　　校正量写入之后，下一组约束来自数据接口与采样窗口。DAC2162-1200的LVDS数据端口支持字、字节与半字节三种格式，分别占用16位、8位与4位数据总线。数据附带一个参考位DCI，用于生成双数据率采样时钟。字节与半字节模式下，FRAME信号指示当前数据送往I路还是Q路。数据总线的采样点名义上落在DCI每一个边沿之后350ps，并带有±300ps的不确定度。接口时序的余量由此成为一个需要主动处理的问题。DCI延迟寄存器0x16提供四档采样窗口位置，档位越高，保持时间余量越大。时钟一侧，片内集成低噪声锁相环时钟倍频器，参考时钟频率在PLL模式下覆盖15.625MHz至600MHz。时钟到模拟输出的延迟为7个时钟周期。两种端口组织方式下的延迟都是固定的，多通道之间的对齐关系可以预先核算。多片同步由0x10至0x13四个寄存器承担：使能与平均次数、相位请求、失锁与锁定状态、相位回读。回读采用6.2格式，多通道阵列可以据此核对各片之间的相位关系。链路的可观测性同样有对应寄存器。0x15记录LVDS各信号的高低电平状态，0x17至0x19给出FIFO相位与深度。片内温度由0x48至0x4A读出，采样误差检测由0x67至0x73完成，结果均可经串行端口回读。　　五、校正能力的适用位置　　这组校正量服务于零中频架构，直接变频发射机是其典型落点。基站远端单元与有源天线单元把发射通道放在天线近端，通道数多、每通道的模拟器件预算有限。校正量写进寄存器之后，外部支路可以取消。点对点微波与宽带无线接入的发射机同样使用零中频结构，宽带调制对镜像抑制的要求使可调校正的价值更明显。在软件无线电平台上，通道频点与调制方式时常变更。校正量随配置一起写入，更换工作模式不必重新调整模拟支路。多通道阵列中，每一片器件的相位与失调由各自寄存器独立设定，通道之间的差异可以在产线逐个校准并留存记录。　　六、供货与支持　　DAC2162-1200QN为72引脚QFN封装，工作温度范围−40°C至+85°C，168只托盘包装，符合ROHS要求。配置接口为四线式串行端口，支持单字节与多字节传输，MSB与LSB两种优先格式均可选。校正量的写入是一串寄存器写操作，可在既有基带平台的配置序列中增加对应条目，数据通路与时钟结构无须改动。评估板、参考原理图与配置序列范例齐备，本土FAE团队可提供链路评估、接口时序对齐与量产导入支持。
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　　在半导体自动化测试(ATE)、源测量单元(SMU)以及高端实验室仪器的信号链中，“提升采样吞吐率”与“保持高水平直流和动态精度”的平衡始终是核心工程挑战。在高端精密测量中，工程师既需要亚微伏级的量化分辨率和优异的直流线性度，又希望提升多通道采样的吞吐率并缩短测量响应时间。然而，传统高精度SAR架构往往伴随着前端电荷反冲强烈、基准源瞬态负载沉重以及高速数字接口辐射干扰等系统级瓶颈。今天，芯动神州正式推出全新一代高性能模数转换器——ADCS224M2BA。作为一款双通道同步采样的精密数据转换芯片，它在模拟前端驱动、片内基准退耦架构与高速数字接口方面进行了系统级重构，直击精密测量系统的核心痛点。　　一、 架构革新：直击精密信号链的系统级设计难题　　高精度数据采集系统的设计难点，往往不仅在于ADC本身的转换核心，更在于由器件延伸至整个系统的接口与驱动挑战：　　1、采用EasyDrive模拟输入架构，放宽前端驱动要求　　传统高采样率SARADC在采样开关闭合瞬间，内部电容阵列会向外部网络释放明显的反冲电荷，迫使前级放大器必须具备极高带宽与超快大信号建立能力。ADCS224M2BA解决之道：芯片采用EasyDrive模拟输入架构，通过将内部采样电容预充电至前一次采样电压附近，显著减小采样切换时的电荷反冲，并结合优化的采集时间窗口，降低对前级运放带宽、驱动能力及快速建立性能的严苛限制。这使工程师在满足系统精度的前提下，能够从容选择低功耗、低噪声的前级放大器，并进一步优化前端RC抗混叠滤波网络。　　2、内置基准缓冲与片内集成电容，优化基准瞬态响应　　高分辨率转换对参考基准的瞬态稳定性极其敏感，高频电荷补偿回路中的微小PCB寄生电感都可能引发基准抖动，导致转换线性度恶化。ADCS224M2BA解决之道：芯片内置高精度、低漂移基准缓冲器，并在封装内部原生集成了2µF高频基准旁路电容。该设计缩短了高频去耦电流回路，有效降低了外部基准驱动和去耦网络的设计复杂度，减小板级PCB寄生参数对基准瞬态响应的影响，为高精度转换提供稳定的基准支撑。　　3、灵活的Flexi-SPI接口，拓展时序裕量并优化信号完整性　　高位宽、高速采样下，传统串行接口往往需要极高的时钟频率，不仅对数字隔离器和主控时序构成严峻挑战，走线辐射也极易影响敏感模拟回路。ADCS224M2BA解决之道：芯片配备灵活的Flexi-SPI高速数字接口，两个ADC通道均支持1、2或4路SDO数据线并行输出，并可在回波时钟及主机时钟模式下采用DDR双数据速率传输。通过合理配置数字接口，可在保证全速数据吞吐的同时降低所需SCK频率，放宽主控时序要求，并为优化数字接口的EMI和模拟信号完整性预留充足的设计空间。此外，接口还支持回波时钟模式(EchoClock)，通过输出与数据同步的回传时钟，降低数字接口对时钟与数据传播延迟不匹配的敏感性，放宽接收端的时序设计要求，尤其有利于简化采用数字隔离器的精密数据采集系统设计。　　二、核心特性：兼顾纯净底噪与灵活处理能力　　优异的线性度与低漂移特性　　具备全量程无失码的高分辨率表现与出色的积分非线性(INL)，零点失调与增益误差在宽工业温度范围内保持高度稳定，有助于降低整机长期的精度维护与校准压力。　　可编程块平均滤波，按需提升动态范围　　芯片集成可编程块平均数字滤波器，支持最高216的抽取比。通过对连续采样数据进行数字平均，可有效降低有效噪声带宽及输出随机噪声，在合理权衡数据更新速率的前提下提升系统的动态范围，并提供扩展位宽的数据表示格式，从容应对高精度、低带宽的测量场景。　　灵活的功耗管理，兼顾高速采样与低功耗需求　　具备随采样速率降低而下降的功耗特性。在2MSPS全速工作时，典型功耗约为15mW/通道;当采样速率降至500kSPS和10kSPS时，典型功耗分别降至5mW/通道和1.5mW/通道。工程师可根据整机测量带宽与数据更新需求合理配置采样速率，在满足系统性能的同时优化功耗与热管理设计。　　三、典型应用：赋能高端工业与测试装备　　半导体自动化测试(ATE)与芯片参数量测　　双通道同步高速采集，与外部精密跨阻放大器或电流检测网络配合，为微弱电流检测、精密电压参数扫描提供高速、低失真的核心转换链路。　　源测量单元(SMU)与高位数台式数字万用表(DMM)　　兼顾快速响应与极佳的直流线性度，助力电源与测量单元在多量程动态切换下实现高重复性与精确反馈。　　高精度分布式及隔离数据采集系统(DAQ)　　封装级电容集成与多模式时钟接口大幅精简了外围元件，为高通道密度、电气隔离的模块化仪器提供简洁的实现方案。　　四、快速落地：Pin-to-Pin硬件兼容，降低替代门槛　　面向关键测试装备核心元器件的供应链平稳过渡与升级需求，ADCS224M2BA在规格定义之初便充分考量了工程落地成本：　　引脚定义硬件兼容：采用行业标准CSP-BGA紧凑封装，球位定义与业界标杆器件AD4630-24保持Pin-to-Pin兼容。　　极低方案切换成本：外围布局逻辑与时序控制深度契合，研发团队无需推倒重来重新设计核心主板架构，即可平滑衔接原位评估与方案验证。
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芯动神州DAC2169-1000在5G基站发射通道中的方案
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　　基站发射链路长期沿用一套固定的排法：基带DAC输出低中频信号，由模拟混频器与本振搬移到高中频，再送入射频前端。本振与滤波器都是成熟器件，链路预算容易核算。这套排法在单通道、窄带信号的年代一直可靠。5GNR改变了输入条件。单载波带宽上探到100MHz量级，有源天线单元的发射通道数从8路增至64路乃至更多。约束随之叠加到三处。第一处在滤波器。混频后的镜像分量与有用信号分居本振两侧，抑制镜像需要滤波器具备足够陡的过渡带。100MHz量级的信号带宽让这一要求难以在低成本器件上满足。第二处在通道数量。每通道一套本振、混频与滤波，在几十路的规模下，布线面积、功耗与器件一致性都无法承受。第三处在相位。波束赋形依靠通道之间的相位关系完成空间合成，模拟链路中每颗混频器与每段走线的相位差都需逐通道测量补偿，产线校准工时长。三处约束指向同一个动作：把上变频从模拟域搬进数字域。　　上变频在数字域完成　　芯动神州推出的DAC2169-1000是一颗双通道、16位数模转换器，最高采样速率1GSPS。芯片内置2×、4×、8×插值滤波器与粗调、复数调制器，可以将载波放在DAC带宽中的任何位置。载波频点由此成为一组寄存器参数。更换波道只需改写数字频率控制字，本振与滤波器都不必改动。数字反sinc滤波器补偿零阶保持带来的幅度滚降，宽带输出的幅频响应保持平坦。上变频一级移入片内之后，发射通道只剩下DAC、正交调制器与射频前端，板级器件数量随之减少。　　上游接口的速率代价　　插值滤波器的另一重作用是降低对上游数字接口的要求。芯片的推荐输入数据率不超过300MSPS。以8倍插值计算，接口侧提供125MSPS即可对应1GSPS的转换速率。若由FPGA直接按转换速率供数，接口需要跑满1GSPS，高速收发器数量与布线层数都要跟着上升。对64通道的有源天线单元，接口规模在整机成本中占比可观。　　通道之间的相位与幅度对齐　　波束赋形的空间合成效果，取决于通道间的相位关系是否稳定。DAC2169-1000提供LVDS差分同步接口SYNC_I与SYNC_O，多片器件之间可建立统一的采样节拍。双通道结构在单端口模式下可分别承载I、Q两路分量，TXENABLE引脚在此模式下兼作IQ选择，省去一路外部数据接口。幅度一侧由片内四路辅助DAC承担。其电流输出可直接驱动外部可变增益放大器与失调补偿支路。通道增益校准由此不再依赖额外的模拟器件，校准动作可以放在数字域完成。　　调制质量对应的数据　　采样率决定可重建信号的频率上限，1GSPS对应第一奈奎斯特区500MHz宽度。动态性能决定调制信号的频谱纯度，手册给出的典型值如下。　　邻道泄漏比对应高阶调制下的邻频干扰余量，是发射通道能否承载LTE与WiMAX多载波的判据之一。线性度方面，微分非线性典型值±2.5LSB，积分非线性典型值±3.5LSB。增益误差与失调误差的典型值分别为满量程的±2%与±0.005%。满量程输出电流支持编程调节，手册特性栏给出的范围为8.7mA至31.7mA，对应25Ω至50Ω负载，可与变压器或差分运放直接匹配。　　时钟、功耗与封装　　时钟单元集成高性能低噪声锁相环时钟倍频器，外部只需提供参考时钟。时钟路径缩短之后，外部分立器件引入的附加抖动相应减少，时钟树的布线与器件数量同时收敛。全速1GSPS下的总功耗为1.0W，500MSPS时降至600mW。有源天线单元的每通道功耗预算有限，单通道功耗会直接叠加到整机的散热面积上。供电为1.8V与3.3V双电源。封装为TQFP100，本体尺寸14mm×14mm，工作温度范围为−40℃至+85℃。
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材料试验机的8路同步采集：芯动神州ADCS8182与76µV量化台阶
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　　金属材料的力学性能，由标准试样的拉伸试验判定。试样两端由夹具夹持，沿轴向加载至断裂，试验机全程记录载荷与变形。这台设备即材料试验机，业内亦称万能试验机，更换夹具后可完成压缩、弯曲与剪切试验。受力初期试样处于弹性阶段，卸载后变形完全恢复。载荷越过临界点后，试样产生不可恢复的残余变形，曲线短暂下降后趋于平稳，该点即屈服点。屈服点在一次试验中仅出现一次。位移、引伸计与应变片的读数若未与载荷在同一时刻定格，事后无法通过对齐数据还原。屈服点之后载荷曲线趋于平缓，载荷增量很小而变形持续发展，对微小变化的分辨能力成为主要约束。满量程±10V对应100kN时，需要分辨的变化量可能不足100N，即满量程的千分之一以下。一台试验机需要同时监测量载荷、标距段变形、横梁位移、局部应变与补偿温度。应变片通常布置4至6片，合计7至8路，一颗8通道器件即可全部覆盖。　　材料试验机上的五路测量通道：载荷、变形、应变、温度与横梁位移，分别由不同位置的传感器取点。通道数量、采样时刻一致与小信号分辨能力，三项要求共同指向同一类器件。芯动神州的ADCS8182即为此设计：18位、8通道同步采样数据采集系统(DAS)。　　8路共用一个采样时刻　　ADCS8182的8个模拟输入共用一个采样时刻。CONVST上升沿到来时，8路跟踪保持放大器同时进入保持状态，各通道的转换随后依次完成。每通道吞吐速率为200kSPS。试验机通常按每秒数百至数千点采集，速率余量充足，而8路之间的时刻偏差为零。　　量化台阶折算到载荷　　ADCS8182将满量程划分为262,144个量化台阶。手册传递函数图直接标注了每个台阶的大小：±10V档为76.29µV，±5V档为38.15µV。折算到试验台读数更为直观：满量程输出±10V对应100kN量程的载荷传感器时，一个最低有效位(LSB)约合0.38N。此处需区分分辨率与精度：18位描述分辨能力，并非不经校准即可达到的精度。手册的总非调整误差(TUE)为±15LSB(±10V)与±40LSB(±5V)。无过采样、±10V档的信噪比典型值为89dB，按(89−1.76)/6.02折算，单次采样的有效位数约14.5位。要兑现18位的分辨能力，还需依靠后级数字滤波与系统标定。微弱信号能否被可靠分辨，取决于相邻通道的串扰水平。ADCS8182的通道间隔离为−105dB，测试条件为未选中通道的输入频率高至160kHz。　　过采样的收益与代价　　片内集成数字滤波器，过采样倍率由OS[2:0]三个引脚设定，在BUSY下降沿锁存。倍率提高后信噪比上升，带宽与吞吐量同步下降。手册表8的对应关系(±10V档)：　　需要关注增益的边际递减：过采样倍率由16倍提高到64倍，信噪比仅增加1.1dB，吞吐量降至四分之一。蠕变与松弛试验的时标以分钟乃至小时计，3.125kSPS的吞吐量仍属充足。8倍至16倍是常用的折中档位。　　传感器输出可直接接入　　试验机前端通常需要一级驱动放大器，将传感器输出调整至ADC输入范围并配备负电源。ADCS8182可将这一级省去。模拟输入阻抗为1MΩ且保持固定，不随采样频率变化，传感器或调理电路的输出可直接接入。输入量程由RANGE引脚选择：接高电平为±10V，接低电平为±5V。电平切换后需要约80µs建立时间，手册建议按信号范围硬连线设定。输入端内置±16.5V钳位，超出量程的过压被限制在芯片外部，串联电阻将电流限制在±10mA。有一处需注意：Vx上串联限流电阻时，VxGND需配置等值电阻，否则该通道会引入失调误差。片内还集成二阶抗混叠滤波器，200kSPS时提供40dB抗混叠抑制。基准同样集成于片内：2.5V带隙基准经缓冲升至4.0V供SAR使用。多片系统可令一片工作于内部基准模式，直接驱动其余几片的外部基准引脚，省去外置基准的漂移匹配。　　串行接口与读出时序　　ADCS8182提供串行接口，兼容SPI、QSPI、MICROWIRE与DSP。采用两条DOUT线时，一帧72个SCLK即可读回全部8个通道，每条线负责4个通道的18位数据;仅用一条DOUT则需要144个SCLK。VDRIVE高于4.75V时，数据可在转换过程中读出，过采样开启后仍可维持满吞吐率。通道按V1至V8顺序输出，FRSTDATA指示第一个结果已就绪。　　同平台的16位型号　　芯动神州的8通道同步采样DAS提供16位与18位两个档位。ADCS8162为16位档，接口更灵活，可采用并行总线直读。多轴设备的位置与电流反馈、电力线路的工频量测，被测量本身即占满量程的千分之几，16位已可覆盖。材料试验机这类需要分辨缓慢小变化的场合，属于ADCS8182的适用范围。　　供货与支持　　ADCS8182已在芯动神州国内量产，提供两个温度档：ADCS8182LFP覆盖−40℃至+85℃，ADCS8182MLFP覆盖−40℃至+125℃，封装为LQFP-64，本体尺寸12mm×12mm。前端省去驱动放大器与负电源后，板卡器件数量与供电设计随之简化。最小可分辨变化量、满量程与采样节拍确定后，即可核算所需位数与过采样档位。
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