安森德丨从Datasheet到实板：一颗MOS的真实功耗拆解

发布时间：2026-08-17 10:02
作者：AMEYA360
来源：安森德
阅读量：402

　　导语

　　ASDsemi

　　“这颗MOS在板子上烫手，会不会炸?”

　　“20A负载，到底该按多少瓦来算损耗?”

　　这是很多电源工程师在做电机驱动、DCDC Buck时最常遇到的问题。但大多数时候，大家只看导通损耗，结果温升超标、可靠性下降、反复改板。

　　今天，安森德(ASDsemi)用一颗DCDC MOS——ASS025N06T1M，在典型24V→12V Buck电路中，一步一步拆解MOSFET的真实耗散功率，让你以后选型不再纠结。

安森德丨从Datasheet到实板：一颗MOS的真实功耗拆解

　　图：Buck电路典型原理图

　　先看工况：我们算的是什么?

　　ASDsemi

　　为了让计算更有参考价值，我们设定一个非常常见的Buck场景：

安森德丨从Datasheet到实板：一颗MOS的真实功耗拆解

　　这颗ASS025N06T1M来自安森德，60V耐压、低Rds(on)，非常适合DCDC、电机驱动等场景。

安森德丨从Datasheet到实板：一颗MOS的真实功耗拆解

　　图：ASS025N06T1M 封装图

　　从Datasheet里抓这5个关键参数

　　ASDsemi

　　很多工程师算不准损耗，第一步就错了：参数没取对。一定要从数据手册(Datasheet)中提取——而且要用高温参数。

安森德丨从Datasheet到实板：一颗MOS的真实功耗拆解

　　常温Rds(on)只是“理想值”，实际工作时结温通常接近100℃，一定要用高温Rds(on)，否则算出来的损耗会严重偏低。


　　一步一步算：总损耗=1.082W

　　ASDsemi

　　我们以“上管(High-side)”为例，把每一项损耗拆开算一遍。

安森德丨从Datasheet到实板：一颗MOS的真实功耗拆解

安森德丨从Datasheet到实板：一颗MOS的真实功耗拆解

　　总账来了：1.082W意味着什么?

　　ASDsemi

安森德丨从Datasheet到实板：一颗MOS的真实功耗拆解

　　看起来不大?但别忘了，这1W出头的功耗，集中在一颗小小MOS的结区里，如果没有合理的PCB铜皮和散热设计，局部温升依然可能非常惊人。

安森德丨从Datasheet到实板：一颗MOS的真实功耗拆解

　　图：安森德FAE对样品做热成像测温

　　什么时候可以“偷懒”?

　　什么时候必须全算?

　　在实际工程中，为了加快估算，有些损耗可以适当简化——但前提是你得知道自己在忽略什么：

安森德丨从Datasheet到实板：一颗MOS的真实功耗拆解

　　MOSFET的损耗计算，不是“纸上谈兵”，而是可靠性设计的起点。

安森德丨从Datasheet到实板：一颗MOS的真实功耗拆解

安森德丨从Datasheet到实板：一颗MOS的真实功耗拆解


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　　对于不少电源工程师而言，SiC MOSFET往往与负压关断绑定使用，但从实际拓扑来看，负压并非所有SiC应用的必选项。　　一、负压关断主要解决什么问题?　　SiC MOSFET 的开关速度远快于传统硅 MOSFET，其漏源电压变化率可达 50~100 V/ns。快速开关虽然有利于降低开关损耗，但也使器件更容易受到寄生参数和驱动回路的影响。　　在半桥等桥臂拓扑中，当高边 MOSFET 快速开通时，低边 MOSFET 的 VDS 会急剧变化。由此产生的高 dv/dt 会经由低边器件的栅漏电容 Cgd，也就是米勒电容，耦合到栅极，并注入位移电流。　　如果驱动回路抑制干扰的能力不足，这股位移电流就可能在栅极形成瞬态 VGS 尖峰，使原本处于关断状态的 MOSFET 被抬升到阈值电压以上。SiC MOSFET 的阈值电压通常约为 2.7~4 V，一旦发生误开通，上下桥臂便会同时导通，进而可能造成直通短路。　　从图中可以看到，高边Q1高速开通时，低边Q2承受快速变化的VDS，Cgd产生的位移电流会流入栅极，并形成瞬态VGS尖峰。　　米勒串扰的形成通常包含三个关键条件：高dv/dt、Cgd耦合通道，以及另一只处于关断状态的互补开关管。其中前两项来自器件自身特性，而是否存在互补开关，则由具体拓扑决定。　　这也意味着，判断SiC MOSFET是否需要负压关断，不能只看器件本身，更要看它工作在什么拓扑中。　　二、单管拓扑为何可以采用0V关断?　　反激是消费类适配器、辅助电源等场景中非常典型的单管拓扑，初级功率回路只有一只主开关MOSFET，不存在另一只与其构成互补关系的高速功率管。　　在MOSFET关断过程中，其漏极电压同样会快速上升，dv/dt也会通过自身Cgd影响栅极。但这种作用属于器件自身的电容耦合，不存在桥臂结构中“一只MOSFET开通，干扰另一只MOSFET”的跨器件路径。　　因此，从米勒串扰和桥臂直通这一角度来看，反激拓扑并不依赖负压关断，可以采用0V关断方案。相比负压关断，其主要代价是关断速度有所降低，并带来一定的额外关断损耗。　　三、正激、Buck同样不存在互补开关串扰　　相同的判断逻辑也适用于单管正激和传统Buck拓扑。　　单管正激通过一只主开关管控制变压器初级能量传递，并没有半桥、全桥结构中的高速互补开关，因此不存在另一只功率MOSFET受到米勒耦合后发生误导通的问题。　　Buck拓扑则由主动开关、续流器件以及储能电感组成，基本功率级同样只有一只主动开关。　　对于这类拓扑，开关节点的dv/dt主要作用于器件自身，不会形成桥臂拓扑中的跨器件串扰路径，因此从抗米勒误导通的需求来看，可以采用0V关断，无需额外增加负压生成电路。　　四、普通Boost及传统Boost PFC与图腾柱PFC要区别看待　　PFC是另一个容易产生误解的应用。　　普通Boost/传统Boost PFC由一只主动MOSFET、升压电感以及续流二极管构成，本质上仍属于单管升压结构。　　普通 Boost 与传统 Boost PFC 中，承担主动开关作用的通常只有一只 MOSFET，并没有另一只高速互补功率管参与桥臂交替工作，因此它们的驱动判断思路与反激、Buck 较为接近：采用 0V 关断通常就能满足需求，也无需再为负压驱动额外增加电路。图腾柱 PFC 则不能按这一逻辑处理。它为降低整流损耗，高频桥臂一般由两只功率 MOSFET 构成，已经属于典型的桥式功率级。当其中一只器件快速开关时，另一只关断管会承受较高的 dv/dt，并可能通过 Cgd 耦合到栅极，进而出现米勒串扰，严重时甚至误导通。因此，图腾柱 PFC 更应重视负压关断，以提升关断期间的抗干扰余量。换言之，“PFC 一定要用负压”这种说法并不准确，驱动方案最终仍要由具体电路结构来决定。　　五、两只开关管，也不一定属于桥臂结构　　判断是否需要负压关断，也不能简单按照开关管数量进行划分。　　以双管正激为例，虽然初级侧使用两只MOSFET，但两只器件采用同时开通、同时关断的工作方式，并不是半桥、全桥中交替工作的互补开关关系。　　因此，双管正激并不存在典型的“一侧高速开通，导致另一侧关断器件受到米勒串扰”的工作条件，也不存在传统桥臂结构中的上下管互补直通路径。　　双管反激同样属于类似情况，两只功率器件采用同开同关方式，因此从米勒串扰角度来看，也可以采用0V关断。　　安森德半导体(ASDsemi)，以呼应市场应用需求特研发推出以下SiC MOSFET，以满足客户灵活设计参数要求。　　SiC MOSFET是否采用负压关断，并没有放之四海而皆准的结论。负压关断的关键作用之一，是应对桥式拓扑中高 dv/dt 通过 Cgd 耦合到栅极后造成的米勒串扰与误开通。因此，半桥、全桥、图腾柱 PFC 等带有高速互补开关的功率级，借助负压关断可以提升关断状态下的抗干扰能力。相反，反激、单管正激、Buck、普通 Boost、传统 Boost PFC，以及部分同开同关的双管拓扑，并不存在这种跨器件的串扰通路，因此可在效率、成本、PCB 面积和驱动复杂度之间权衡，选择 0V 或负压关断。对电源工程师而言，SiC MOSFET 驱动设计的核心不是套用“SiC 必须负压”的既有经验，而是依据器件参数、拓扑结构和开关时序进行判断;在保障可靠性的前提下减少不必要的外围电路，也是 SiC 器件迈向高集成、高功率密度应用的重要方向。　　安森德MOS产品依托自研工艺，可以定制各类高效MOSFET，提供系统级解决方案，助力品牌快充实现丝滑迭代、高良率大规模量产。例如：在45W~240W的主流快充中，我们推荐以下型号的同步整流MOS，支持电源产品做紧凑PCB布局，帮助您通过高频工况EMI，打造高可靠、低Ciss、成本友好的的同步整流电路，单颗覆盖功率范围广，可减少物料种类。
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