<span style='color:red'>MOS管</span>失效的六大原因
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MOS管失效的六大原因

　　功率器件在近几年的市场方面发展的非常火爆，尤其是 MOS 管，他主要应用在电源适配器，电池管理系统以及逆变器和电机控制系统中。　　而随着计算器主板，AI 显卡，服务器等行业的爆发，低压功率 MOS 管将再次迎来爆发性的市场需求。　　在开关电源应用领域，由于电源的 Controller 做的已经非常完善，且大部分 Controller 为纯硬件控制，厂家一般也会对布局布线和 MOS 的驱动做专门的优化，因此在开关电源应用中的 MOS 烧坏的情况比较少，大部分表现为过热。　　而在电池管理系统，和电机控制系统以及逆变器系统中，MOS 管的烧坏概率就变得非常大，其原因在于，电池管理系统的保护瞬间电流突变，电机和逆变器系统中的 MOS 带载都是非常大的感性负载，尤其是电机控制还面临着制动带来的反向电动势，都对 MOS 管的工作电压和电流提出了更大的挑战。　　今天我们趁热打铁，分析一下 MOS 管最常见的 6 个失效模式。　　失效模式 雪崩失效雪崩失效指的就是过压击穿，也就是我们常常说的漏极和源极之间的电压超过了 MOSFET 的额定电压，并且达到了 MOSFET 耐受的极限，从而导致 MOSFET 失效。　　SOA 失效SOA 失效指的是过流损坏，也就是说，电流超过了 MOSFET 的安全工作区引起的失效，一般是由于 Id 超过了器件规格测定的最大值，使得 MOSFET 的热损耗过大，长期热量累积而导致的失效。　　静电失效静电失效比较好理解，几乎任何电子元器件都面临静电问题，尤其是在北方干燥的冬天。要知道，MOS 管的一般静电耐受是 500V，非常的脆弱，所以冬天我们在操作 MOS 管的时候还是尽量使用防静电手环和镊子。　　栅极击穿栅极击穿指的是栅极遭受异常电压导致栅极栅氧化层失效，一般我们驱动 MOS 管的 Vgs 设定在 12V，器件手册中虽然标注了 Vth 一般在 2-5V，但是对于不同的 Vgs 会对应不同的 Rdson，因此我们通常选用 12V 或者 15V 来保证 MOSFET 的完全开启。而这个电压并不能像 MOS 的 Vds 一样具备很高的耐电压能力，Vgs 一般会被限制在 20V 以内，超过 20V 将有可能击穿栅极。　　栅极击穿后，一般使用万用表可以测量出来，GS 之间短路，而 DS 之间正常成高阻态。　　谐振失效无论是电池管理系统，还是逆变器和电机控制领域，我们通常会使用 MOS 的多并联设计，由于 MOSFET 本身参数的不一致性会导致每个 MOSFET 的栅极及电路寄生参数不同，在一同开关的时候，由于开通的先后顺序问题引起开关震荡，进一步损坏MOSFET，因此在并联使用的时候一定要注意布局布线，以及 MOS 的Vth 选择和供应链管理，这一点我将专门另一起篇文章讨论。　　体二极管失效在电机控制，桥式整流和 LLC 等控制系统中，我们需要利用 MOSFET 的体二极管进行续流，一般情况下体二极管的反向恢复时间会比较慢，因此容易出现过功率而导致体二极管失效。因此一般控制频率比较高的系统中，我们需要在 MOSFET 外面并联一个快恢复二极管或者肖特基。下面，我们就过压击穿和过流烧毁再详细分析一下它的失效过程和预防措施　　雪崩失效及其预防　　简单来说，MOSFET 在电源板上由于母线电压，变压器反射电压，电机的反向电动势，漏感尖峰电压等等系统中的高压交叠之后，都将叠加在 MOSFET 的漏源极之间。MOSFET 的手册中一般会包含单面冲雪崩能量 Eas、重复脉冲雪崩能量 Ear 和单次脉冲雪崩电流 Ias 等参数，这些参数反映了该功率 MOSFET 的雪崩能力。　　‍其实在实际的 MOSFET 中还存在着一个寄生的三极管，就像漏源极之间的续流二极管一样，可以看下面的内部示意图和对应的等效电路图：　　我们可以看到，这个寄生的 BJT 是直接并联在 MOSFET 上面的，因此，当 MOSFET 漏极存在一个大电流 Id 和高压 Vd 时，器件内部的电离作用加剧，出现大量的空穴电流，这些电流流过 Rb 电阻进入源极就导致了寄生三极管的基极电势升高，也就是 Vb 会升高，那么寄生三极管就会导通，从而发生雪崩击穿，所以，其内部是由于过压产生了电流流入了寄生三极管，三极管导通了，就等于 MOSFET 也导通了。　　预防的措施：雪崩失效归根结底是电压失效，因此预防我们着重从电压来考虑。具体可以参考以下的方式来处理。1：合理降额使用，目前行业内的降额一般选取80%-95%的降额，具体情况根据企业的保修条款及电路关注点进行选取。2：合理的变压器反射电压。3：合理的RCD及TVS吸收电路设计。4：大电流布线尽量采用粗、短的布局结构，尽量减少布线寄生电感。5：选择合理的栅极电阻Rg。6：在大功率电源中，可以根据需要适当的加入RC减震或齐纳二极管进行吸收。　　SOA失效机器预防SOA失效是指电源在运行时异常的大电流和电压同时叠加在MOSFET上面，造成瞬时局部发热而导致的破坏模式。或者是芯片与散热器及封装不能及时达到热平衡导致热积累，持续的发热使温度超过氧化层限制而导致的热击穿模式。关于SOA各个线的参数限定值可以参考下面图片，每个 MOSFET 的数据手册里面都有。　　下面我们分析下图中标注的 5 个区域的含义　　这个地方主要限制最大的额定电流和脉冲电流，因为此刻的横轴显示电压很低，那么更多的是大电流导致的 SOA 失效。　　在 2 的区域内属于电流电压都安全的区域，但是也要看器件的结温(取决于 Rdson 大小)，如果结温超过了 150 度，也会导致 SOA 失效。　　在 3 号区域内，我们可以看到根据不同的时间被扩展了三次，分别对应着 10ms，1ms 和 100us，这里主要看器件的耗散功率，本质上是能够承受住 10ms 的最大电流值。　　在 4 号区域，这是一个电流值封顶的区域，这里指的就是脉冲电流的最大值的限制，超过了就会导致 SOA 失效。　　在 5 号区域，这是一个电压的封顶区域，这里主要限制 Vds 上的电压。　　我们电路中的MOSFET，只要保证能器件处于上面限制区的范围内(2 和 3)，就能有效的规避由于MOSFET而导致的电源失效问题的产生。预防措施：　　确保在最差条件下，MOSFET的所有功率限制条件均在SOA限制线以内。　　将OCP功能一定要做精确细致。在进行OCP点设计时，一般可能会取1.1-1.5倍电流余量，然后就根据IC的保护电压比如0.7V开始调试RSENSE电阻。另外有些MOSDriver 还集成了过流保护功能，也可以尝试，就是贵。　　合理的热设计冗余也是非常必要的，对于额定电流和最大电流工作时间的可靠性测试必不可少，记得叠加上工作环境温度。
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发布时间：2024-04-23 11:51 阅读量：380 继续阅读>>
<span style='color:red'>MOS管</span>和IGBT管有什么区别？
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MOS管和IGBT管有什么区别？

　　在电路设计中，MOS管和IGBT管会经常出现，它们都可以作为开关元件来使用，MOS管和IGBT管在外形及特性参数也比较相似，那为什么有些电路用MOS管?而有些电路用IGBT管? 下面我们就来了解一下，MOS管和IGBT管到底有什么区别吧!　　什么是MOS管?　　场效应管主要有两种类型，分别是结型场效应管(JFET)和绝缘栅场效应管(MOS管)。　　MOS管即MOSFET，中文全称是金属-氧化物半导体场效应晶体管，由于这种场效应管的栅极被绝缘层隔离，所以又叫绝缘栅场效应管。 MOSFET又可分为N沟耗尽型和增强型;P沟耗尽型和增强型四大类。　　如上图，MOSFET种类与电路符号。　　有的MOSFET内部会有个二极管，这是体二极管，或者叫寄生二极管、续流二极管。　　关于寄生二极管的作用，有两种解释：　　MOSFET的寄生二极管，作用是防止VDD过压的情况下，烧坏MOS管，因为在过压对MOS管造成破坏之前，二极管先反向击穿，将大电流直接到地，从而避免MOS管被烧坏。　　防止MOS管的源极和漏极反接时烧坏MOS管，也可以在电路有反向感生电压时，为反向感生电压提供通路，避免反向感生电压击穿MOS管。　　MOSFET具有输入阻抗高、开关速度快、热稳定性好、电压控制电流等特性，在电路中，可以用作放大器、电子开关等用途。　　什么是IGBT?　　IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor)，绝缘栅双极型晶体管，是由晶体三极管和MOS管组成的复合型半导体器件。　　IGBT作为新型电子半导体器件，具有输入阻抗高，电压控制功耗低，控制电路简单，耐高压，承受电流大等特性，在各种电子电路中获得极广泛的应用。　　IGBT的电路符号至今并未统一，画原理图时一般是借用三极管、MOS管的符号，这时可以从原理图上标注的型号来判断是IGBT还是MOS管。 同时还要注意IGBT有没有体二极管，图上没有标出并不表示一定没有，除非官方资料有特别说明，否则这个二极管都是存在的。　　IGBT内部的体二极管并非寄生的，而是为了保护IGBT脆弱的反向耐压而特别设置的，又称为FWD(续流二极管)。 判断IGBT内部是否有体二极管也并不困难，可以用万用表测量IGBT的C极和E极，如果IGBT是好的，C、E两极测得电阻值无穷大，则说明IGBT没有体二极管。　　IGBT非常适合应用于如交流电机、变频器、开关电源、照明电路、牵引传动等领域。　　MOS管和IGBT的结构特点　　MOS管和IGBT管的内部结构如下图所示。　　IGBT是通过在MOSFET的漏极上追加层而构成的。　　IGBT的理想等效电路如下图所示，IGBT实际就是MOSFET和晶体管三极管的组合，MOSFET存在导通电阻高的缺点，但IGBT克服了这一缺点，在高压时IGBT仍具有较低的导通电阻。　　另外，相似功率容量的IGBT和MOSFET，IGBT的速度可能会慢于MOSFET，因为IGBT存在关断拖尾时间，由于IGBT关断拖尾时间长，死区时间也要加长，从而会影响开关频率。选择MOS管还是IGBT?　　在电路中，选用MOS管作为功率开关管还是选择IGBT管，这是工程师常遇到的问题，如果从系统的电压、电流、切换功率等因素作为考虑，可以总结出以下几点：　　也可从下图看出两者使用的条件，阴影部分区域表示MOSFET和IGBT都可以选用，“?”表示当前工艺还无法达到的水平。　　总的来说，MOSFET优点是高频特性好，可以工作频率可以达到几百kHz、上MHz，缺点是导通电阻大在高压大电流场合功耗较大;而IGBT在低频及较大功率场合下表现卓越，其导通电阻小，耐压高。　　MOSFET应用于开关电源、镇流器、高频感应加热、高频逆变焊机、通信电源等等高频电源领域;IGBT集中应用于焊机、逆变器、变频器、电镀电解电源、超音频感应加热等领域。
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发布时间：2024-02-27 10:53 阅读量：2516 继续阅读>>
<span style='color:red'>MOS管</span>封装类型及选型
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MOS管封装类型及选型

　　选择到一款正确的MOS管，可以很好地控制生产制造成本，最为重要的是，为产品匹配了一款最恰当的元器件，这在产品未来的使用过程中，将会充分发挥其“螺丝钉”的作用，确保设备得到最高效、最稳定、最持久的应用效果。　　那么面对市面上琳琅满目的MOS管，该如何选择呢?下面，我们就分7个步骤来阐述MOS管的选型要求。　　首先是确定N、P沟道的选择　　MOS管有两种结构形式，即N沟道型和P沟道型，结构不一样，使用的电压极性也会不一样，因此，在确定选择哪种产品前，首先需要确定采用N沟道还是P沟道MOS管。　　在典型的功率应用中，当一个MOS管接地，而负载连接到干线电压上时，该MOS管就构成了低压侧开关。在低压侧开关中，应采用N沟道MOS管，这是出于对关闭或导通器件所需电压的考虑。　　当MOS管连接到总线及负载接地时，就要用高压侧开关。通常会在这个拓扑中采用P沟道MOS管，这也是出于对电压驱动的考虑。　　要选择适合应用的器件，必须确定驱动器件所需的电压，以及在设计中最简易执行的方法。　　第二步是确定电压　　额定电压越大，器件的成本就越高。从成本角度考虑，还需要确定所需的额定电压，即器件所能承受的最大电压。根据实践经验，额定电压应当大于干线电压或总线电压，一般会留出1.2~1.5倍的电压余量，这样才能提供足够的保护，使MOS管不会失效。　　就选择MOS管而言，必须确定漏极至源极间可能承受的最大电压，即最大VDS。由于MOS管所能承受的最大电压会随温度变化而变化，设计人员必须在整个工作温度范围内测试电压的变化范围。额定电压必须有足够的余量覆盖这个变化范围，确保电路不会失效。　　此外，设计工程师还需要考虑其他安全因素：如由开关电子设备(常见有电机或变压器)诱发的电压瞬变。另外，不同应用的额定电压也有所不同;通常便携式设备选用20V的MOS管，FPGA电源为20～30V的MOS管，85～220V AC应用时MOS管VDS为450～600V。　　第三步为确定电流　　确定完电压后，接下来要确定的就是MOS管的电流。需根据电路结构来决定，MOS管的额定电流应是负载在所有情况下都能够承受的最大电流;与电压的情况相似，MOS管的额定电流必须能满足系统产生尖峰电流时的需求。　　电流的确定需从两个方面着手：连续模式和脉冲尖峰。在连续导通模式下，MOS管处于稳态，此时电流连续通过器件。脉冲尖峰是指有大量电涌(或尖峰电流)流过器件。一旦确定了这些条件下的最大电流，只需直接选择能承受这个最大电流的器件便可。　　选好额定电流后，还必须计算导通损耗。在实际情况下，MOS管并不是理想的器件，因为在导电过程中会有电能损耗，也就是导通损耗。MOS管在“导通”时就像一个可变电阻，由器件的导通电阻RDS(ON)所确定，并随温度而显著变化。　　器件的功率损耗PTRON=Iload2×RDS(ON)计算(Iload：最大直流输出电流)，由于导通电阻会随温度变化，因此功率耗损也会随之按比例变化。对MOS管施加的电压VGS越高，RDS(ON)就会越小;反之RDS(ON)就会越高。　　对系统设计人员来说，这就需要折中权衡。　　对便携式设计来说，采用较低的电压即可(较为普遍);而对于工业设计来说，可采用较高的电压。需要注意的是，RDS(ON)电阻会随着电流轻微上升。　　技术对器件的特性有着重大影响，因为有些技术在提高最大VDS(漏源额定电压)时往往会使RDS(ON)增大。对于这样的技术，如果打算降低VDS和RDS(ON)，那么就得增加晶片尺寸，从而增加与之配套的封装尺寸及相关的开发成本。业界现有好几种试图控制晶片尺寸增加的技术，其中最主要的是沟道和电荷平衡技术。　　在沟道技术中，晶片中嵌入了一个深沟，通常是为低电压预留的，用于降低导通电阻RDS(ON)。为了减少最大VDS对RDS(ON)的影响，开发过程中采用了外延生长柱/蚀刻柱工艺。例如，飞兆半导体开发的SupeRFET技术，针对RDS(ON)的降低而增加了额外的制造步骤。　　这种对RDS(ON)的关注十分重要，因为当标准MOSFET的击穿电压升高时，RDS(ON)会随之呈指数级增加，并且导致晶片尺寸增大。SuperFET工艺将RDS(ON)与晶片尺寸间的指数关系变成了线性关系。　　这样，SuperFET器件便可在小晶片尺寸，甚至在击穿电压达到600V的情况下，实现理想的低RDS(ON)。结果是晶片尺寸可减小达35%。而对于最终用户来说，这意味着封装尺寸的大幅减小。　　第四步是确定热要求　　在确定电流之后，就要计算系统的散热要求。设计人员必须考虑两种不同的情况：最坏情况和真实情况。建议采用针对最坏情况的计算结果，因为这个结果提供更大的安全余量，能确保系统不会失效。在MOS管的资料表上还有一些需要注意的测量数据，比如封装器件的半导体结与环境之间的热阻，以及最大的结温。　　器件的结温等于最大环境温度加上热阻与功率耗散的乘积，即结温=最大环境温度+(热阻×功率耗散)。根据这个方程可解出系统的最大功率耗散=I2×RDS(ON)。　　由于设计人员已确定将要通过器件的最大电流，因此可以计算出不同温度下的RDS(ON)。值得注意的是，在处理简单热模型时，设计人员还必须考虑半导体结/器件外壳及外壳/环境的热容量;即要求印刷电路板和封装不会立即升温。　　雪崩击穿(指半导体器件上的反向电压超过最大值，并形成强电场使器件内电流增加)形成的电流将耗散功率，使器件温度升高，而且有可能损坏器件。半导体公司都会对器件进行雪崩测试，计算其雪崩电压，或对器件的稳健性进行测试。　　计算额定雪崩电压有两种方法;一是统计法，另一是热计算。而热计算因为较为实用而得到广泛采用。除计算外，技术对雪崩效应也有很大影响。例如，晶片尺寸的增加会提高抗雪崩能力，最终提高器件的稳健性。对最终用户而言，这意味着要在系统中采用更大的封装件。　　第五步是确定开关性能　　选择MOS管的最后一步是确定其开关性能。影响开关性能的参数有很多，但最重要的是栅极/漏极、栅极/源极及漏极/源极电容。因为在每次开关时都要对这些电容充电，会在器件中产生开关损耗;MOS管的开关速度也因此被降低，器件效率随之下降;其中，栅极电荷(Qgd)对开关性能的影响最大。　　为计算开关过程中器件的总损耗，设计人员必须计算开通过程中的损耗(Eon)和关闭过程中的损耗(Eoff)，进而推导出MOS管开关总功率：Psw=(Eon+Eoff)×开关频率。　　第六步为封装因素考量　　不同的封装尺寸MOS管具有不同的热阻和耗散功率，需要考虑系统的散热条件和环境温度(如是否有风冷、散热器的形状和大小限制、环境是否封闭等因素)，基本原则就是在保证功率MOS管的温升和系统效率的前提下，选取参数和封装更通用的功率MOS管。　　常见的MOS管封装有：　　①插入式封装：TO-3P、TO-247、TO-220、TO-220F、TO-251、TO-92;　　②表面贴装式：TO-263、TO-252、SOP-8、SOT-23、DFN。　　不同的封装形式，MOS管对应的极限电流、电压和散热效果都会不一样，简单介绍如下。　　TO-3P/247：是中高压、大电流MOS管常用的封装形式，产品具有耐压高、抗击穿能力强等特点，适于中压大电流(电流10A以上、耐压值在100V以下)在120A以上、耐压值200V以上的场所中使用。　　TO-220/220F：这两种封装样式的MOS管外观差不多，可以互换使用，不过TO-220背部有散热片，其散热效果比TO-220F要好些，价格相对也要贵些。这两个封装产品适于中压大电流120A以下、高压大电流20A以下的场合应用。　　TO-251：该封装产品主要是为了降低成本和缩小产品体积，主要应用于中压大电流60A以下、高压7N以下环境中。　　TO-92：该封装只有低压MOS管(电流10A以下、耐压值60V以下)和高压1N60/65在采用，主要是为了降低成本。　　TO-263：是TO-220的一个变种，主要是为了提高生产效率和散热而设计，支持极高的电流和电压，在150A以下、30V以上的中压大电流MOS管中较为多见。　　TO-252：是目前主流封装之一，适用于高压在7N以下、中压在70A以下环境中。　　SOP-8：该封装同样是为降低成本而设计，一般在50A以下的中压、60V左右的低压MOS管中较为多见。　　SOT-23：适于几A电流、60V及以下电压环境中采用，其又分有大体积和小体积两种，主要区别在于电流值不同。　　DFN：体积上，较SOT-23大，但小于TO-252，一般在低压和30A以下中压MOS管中有采用，得益于产品体积小，主要应用于DC小功率电流环境中。　　第七步要选择好品牌　　MOS管的生产企业很多，大致说来，主要有欧美系、日系、韩系、台系、国产几大系列。　　欧美系代表企业：IR、ST、仙童、安森美、TI、PI、英飞凌等;　　日系代表企业：东芝、瑞萨、新电元等;　　韩系代表企业：KEC、AUK、美格纳、森名浩、威士顿、信安、KIA等;　　台系代表企业：APEC、CET;　　国产代表企业：吉林华微、士兰微、华润华晶、东光微、深爱半导体等。　　在这些品牌中，以欧美系企业的产品种类最全、技术及性能最优，从性能效果考虑，是为MOS管的首选;以瑞萨、东芝为代表的日系企业也是MOS管的高端品牌，同样具有很强的竞争优势;这些品牌也是市面上被仿冒最多的。另外，由于品牌价值、技术优势等原因，欧美系和日系品牌企业的产品价格也往往较高。　　韩国和中国台湾的MOS管企业也是行业的重要产品供应商，不过在技术上，要稍弱于欧美及日系企业，但在价格方面，较欧美及日系企业更具优势;性价比相对高很多。　　而在中国大陆，同样活跃着一批本土企业，他们借助更低的成本优势和更快的客户服务响应速度，在中低端及细分领域具有很强的竞争力，部分实现了国产替代;目前也在不断冲击高端产品线，以满足本土客户的需求。另外，本土企业还通过资本运作，成功收购了安世半导体等国际知名的功率器件公司，将更好地满足本土对功率器件的需求。　　小结　　小到选N型还是P型、封装类型，大到MOSFET的耐压、导通电阻等，不同的应用需求千变万化，工程师在选择MOS管时，一定要依据电路设计需求及MOS管工作场所来选取合适的MOS管，从而获得最佳的产品设计体验。当然，在考虑性能的同时，成本也是选择的因素之一，只有高性价比的产品，才能让工程师设计的产品在品质与收益中达到平衡。
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发布时间：2024-02-26 13:39 阅读量：1785 继续阅读>>
功率<span style='color:red'>MOS管</span>总烧毁的原因有哪些
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功率MOS管总烧毁的原因有哪些

　　MOS 管可能会遭受与其他功率器件相同的故障，例如过电压(半导体的雪崩击穿)、过电流(键合线或者衬底熔化)、过热(半导体材料由于高温而分解)。　　更具体的故障包括栅极和管芯其余部分之前的极薄氧化物击穿，这可能发生在相对于漏极或者源极的任何过量栅极电压中，可能是在低至10V-15V 时发生，电路设计必须将其限制在安全水平。　　还有可能是功率过载，超过绝对最大额定值和散热不足，都会导致MOS管发生故障。　　接下来就来看看所有可能导致失效的原因。　　过电压　　MOS管对过压的耐受性非常小，即使超出额定电压仅几纳秒，也可能导致设备损坏。　　MOS管的额定电压应保守地考虑预期的电压水平，并应特别注意抑制任何电压尖峰或振铃。　　长时间电流过载　　由于导通电阻相对较高，高平均电流会在MOS管中引起相当大的热耗散。　　如果电流非常高且散热不良，则MOS管可能会因温升过高而损坏。　　MOS管可以直接并联以共享高负载电流。　　瞬态电流过载　　持续时间短、大电流过载会导致MOS管器件逐渐损坏，但是在故障发生前MOS管的温度几乎没有明显升高，不太能察觉出来。(也可以看下面分析的直通和反向恢复部分)　　击穿(交叉传导)　　如果两个相对MOS管的控制信号重叠，则可能会出现两个MOS管同时导通的情况，这会使电源短路，也就是击穿条件。　　如果发生这种情况，每次发生开关转换时，电源去耦电容都会通过两个器件快速放电，这会导致通过两个开关设备的电流脉冲非常短但非常强。　　通过允许开关转换之间的死区时间(在此期间两个MOS管均不导通)，可以最大限度地减少发生击穿的机会，这允许一个MOS管在另一个MOS管打开之前关闭。　　没有续流电流路径　　当通过任何电感负载(例如特斯拉线圈)切换电流时，电流关闭时会产生反电动势。在两个开关设备都没有承载负载电流时，必须为此电流提供续流路径。　　该电流通常通过与每个开关器件反并联连接的续流二极管安全地引导回电源轨道。　　当MOS管用作开关器件时，工程师可以简单获得MOS管固有体二极管形式的续流二极管，这解决了一个问题，但创造了一个全新的问题......　　MOS管体二极管的缓慢反向恢复　　诸如特斯拉线圈之类的高 Q 谐振电路能够在其电感和自电容中存储大量能量。　　在某些调谐条件下，当一个MOS管关闭而另一个器件打开时，这会导致电流“续流”通过 MOS管的内部体二极管。　　这个原本不是什么问题，但当对面的MOS管试图开启时，内部体二极管的缓慢关断(或反向恢复)就会出现问题。　　与MOS管 自身的性能相比，MOS管 体二极管通常具有较长的反向恢复时间。如果一个 MOS管的体二极管在对立器件开启时导通，则类似于上述击穿情况发生“短路”。　　这个问题通常可以通过在每个MOS管周围添加两个二极管来缓解。　　首先，肖特基二极管与MOS管源极串联，肖特基二极管可防止MOS管体二极管被续流电流正向偏置。其次，高速(快速恢复)二极管并联到MOS管/肖特基对，以便续流电流完全绕过MOS管和肖特基二极管。　　这确保了MOS管体二极管永远不会被驱动导通，续流电流由快恢复二极管处理，快恢复二极管较少出现“击穿”问题。　　过度的栅极驱动　　如果用太高的电压驱动MOS管栅极，则栅极氧化物绝缘层可能会被击穿，从而导致MOS管无法使用。　　超过 +/- 15 V的栅极-源极电压可能会损坏栅极绝缘并导致故障，应注意确保栅极驱动信号没有任何可能超过最大允许栅极电压的窄电压尖峰。　　栅极驱动不足(不完全开启)　　MOS管只能切换大量功率，因为它们被设计为在开启时消耗最少的功率。工程师应该确保MOS管硬开启，以最大限度地减少传导期间的耗散。　　如果MOS管未完全开启，则设备在传导过程中将具有高电阻，并且会以热量的形式消耗大量功率，10到15伏之间的栅极电压可确保大多数MOS管完全开启。　　缓慢的开关转换　　在稳定的开启和关闭状态期间耗散的能量很少，但在过渡期间耗散了大量的能量。因此，应该尽可能快地在状态之间切换以最小化切换期间的功耗。由于MOS管栅极呈现电容性，因此需要相当大的电流脉冲才能在几十纳秒内对栅极进行充电和放电，峰值栅极电流可以高达一个安培。　　杂散振荡　　MOS管 能够在极短的时间内切换大量电流，输入也具有相对较高的阻抗，这会导致稳定性问题。在某些条件下，由于周围电路中的杂散电感和电容，高压MOS管会以非常高的频率振荡。(频率通常在低 MHz)，但这样是非常不受欢迎的，因为它是由于线性操作而发生的，并且代表了高耗散条件。　　这种情况可以通过最小化MOS管周围的杂散电感和电容来防止杂散振荡，还应使用低阻抗栅极驱动电路来防止杂散信号耦合到器件的栅极。　　“米勒”效应　　MOS管在其栅极和漏极端子之间具有相当大的“米勒电容”。在低压或慢速开关应用中，这种栅漏电容很少引起关注，但是当高压快速开关时，它可能会引起问题。　　当底部器件的漏极电压由于顶部MOS管的导通而迅速上升时，就会出现潜在问题。　　这种高电压上升率通过米勒电容电容耦合到MOS管的栅极，会导致底部MOS管的栅极电压上升，从而导致MOS管也开启，就会存在击穿情况，即使不是立即发生，也可以肯定MOS管故障。　　米勒效应可以通过使用低阻抗栅极驱动器来最小化，该驱动器在关闭状态时将栅极电压钳位到 0 伏，这减少了从漏极耦合的任何尖峰的影响。在关断状态下向栅极施加负电压可以获得进一步的保护。例如，向栅极施加 -10 V电压将需要超过12V的噪声，以冒开启本应关闭的MOS管的风险。　　对控制器的辐射干扰　　想象一下，将 1pF 的电容从你的火花特斯拉线圈的顶部连接到固态控制器中的每个敏感点的效果，存在的数百千伏射频可以毫无问题地驱动大量电流通过微型电容器直接进入控制电路。　　如果控制器没有放置在屏蔽外壳中，这就是实际会发生的情况。　　控制电路的高阻抗点几乎不需要杂散电容即可导致异常操作，但运行不正常的控制器可能会尝试同时打开两个相反的MOS管 ，控制电子设备的有效射频屏蔽至关重要。　　分离电源和控制电路也是非常理想的，电源开关电路中存在的快速变化的电流和电压仍然具有辐射显着干扰的能力。　　对控制器的传导干扰　　大电流的快速切换会导致电源轨上的电压骤降和瞬态尖峰。如果电源和控制电子设备共用一个或多个电源轨，则可能会对控制电路产生干扰。　　良好的去耦和中性点接地是应该用来减少传导干扰影响的技术。作用于驱动MOS管的变压器耦合在防止电噪声传导回控制器方面非常有效。　　静电损坏　　安装MOS管或IGBT器件时，应采取防静电处理措施，以防止栅氧化层损坏。　　高驻波比　　这里要着重说一下，来自一位专业射频工程师的解释。　　在脉冲系统中，VSWR不像在CW系统中那么大，但仍然是一个问题。　　在CW系统中，典型的发射器设计用于50欧姆的电阻输出阻抗。工程师通过某种传输线连接到负载，希望负载和线路也是50欧姆，并且电力沿电线很好地流动。　　但如果负载阻抗不是50欧姆，那么一定量的功率会从阻抗不连续处反射回来。但反射功率会导致几个潜在问题：　　1、发射器看起来像一个负载并吸收了所有的功率，这不是一个好的现象。　　例如，你的放大器效率为80%，你输入的功率1KW，通常情况下，设备的功耗为200W，最终的功耗为800W，如果所有800W的功耗都被反射回来，忽然之间，这些设备就需要消耗全部的功耗。　　2、前向波和反射波的组合会在传输线中产生驻波，在相距1/2波长的点处会变得非常高，从而导致击穿或者其他不良情况，这本质上是表现负载阻抗不是预期的结果。　　如果你有一个射频电源在几十兆赫兹，你可以装配一个开放的平行线传输线，在脉冲系统中，你可能会遇到沿线路传播的脉脉冲、阻抗不连续性、反射回以及与发送的下一个脉冲相加的问题。　　反射脉冲是相同极性还是不同极性取决于距离和相对阻抗。　　如果你有几个不匹配，可能会得到很多来回移动的脉冲，这些脉冲会加强或者取消。这个对于商业配电来说是一个真正的大问题，因为沿线路的传播时间是线路频率周期的很大一部分，当断路器打开和关闭以及雷击时会引起问题。　　以上就是关于MOS管烧毁的原因分析。
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发布时间：2024-01-15 15:39 阅读量：1218 继续阅读>>
<span style='color:red'>MOS管</span>设计如何防反接电路
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MOS管设计如何防反接电路

　　电子元件大都是使用直流工作，电源线反接就有可能就会烧坏，那电路如何防反接?首当其冲我们想到的就是二极管了，运用其单向导通特性可有效防止电源反接而损坏电路，但是随之而来的问题是二极管存在PN节电压，通常在0.7V左右，低电流是影响不明显，但流过大电流时，如流过1A电流其会产生0.7W的功耗，0.7W的功耗发热对元件本身及周边元件的可靠性是个非常大的考验。　　可见二极管防反接最大问题是管压降，越低损耗就越小。在晶体管中导通压降最低的就属场效应管了，就是我们平常叫的MOS管，那如何运用MOS管这一优良特性设计防反接电路?如下图所示：　　NMOS防反接电路　　当输入上正下负时，下图黄色线条所示电流路径，经过R1、R2，MOS寄生二极管到地,R1与R2分压后其GS极电压大于MOS导通电压Vgs，MOS导通，红色线条所示的整个电路回路接通。　　正向导通时电流路径　　当输入上负下正时，下图黄色线条所示电流路径，电流路径被MOS寄生二极管反向截止，MOS管因GS极没有电压而截止，整个电路回路断开，有效保护了系统电路。　　反向截止电流路径　　上面介绍了NMOS防反接，PMOS防反接电路如下，其防反接原理与NMOS一致，不再赘述。　　PMOS防反接电路　　通常电路系统是共地的就用POMS防反接，共源就用NMOS防反接。
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发布时间：2024-01-15 11:10 阅读量：1046 继续阅读>>
功率<span style='color:red'>MOS管</span>总烧毁，看看是不是这些原因？
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功率MOS管总烧毁，看看是不是这些原因？

　　今天给大家讲一下关于MOS管烧毁的原因，MOS 管可能会遭受与其他功率器件相同的故障，例如过电压(半导体的雪崩击穿)、过电流(键合线或者衬底熔化)、过热(半导体材料由于高温而分解)。　　更具体的故障包括栅极和管芯其余部分之前的极薄氧化物击穿，这可能发生在相对于漏极或者源极的任何过量栅极电压中，可能是在低至10V-15V 时发生，电路设计必须将其限制在安全水平。　　还有可能是功率过载，超过绝对最大额定值和散热不足，都会导致MOS管发生故障。　　接下来就来看看所有可能导致失效的原因。　　过电压　　MOS管对过压的耐受性非常小，即使超出额定电压仅几纳秒，也可能导致设备损坏。　　MOS管的额定电压应保守地考虑预期的电压水平，并应特别注意抑制任何电压尖峰或振铃。　　长时间电流过载　　由于导通电阻相对较高，高平均电流会在MOS管中引起相当大的热耗散。　　如果电流非常高且散热不良，则MOS管可能会因温升过高而损坏。　　MOS管可以直接并联以共享高负载电流。　　瞬态电流过载　　持续时间短、大电流过载会导致MOS管器件逐渐损坏，但是在故障发生前MOS管的温度几乎没有明显升高，不太能察觉出来。(也可以看下面分析的直通和反向恢复部分)　　击穿(交叉传导)　　如果两个相对MOS管的控制信号重叠，则可能会出现两个MOS管同时导通的情况，这会使电源短路，也就是击穿条件。　　如果发生这种情况，每次发生开关转换时，电源去耦电容都会通过两个器件快速放电，这会导致通过两个开关设备的电流脉冲非常短但非常强。　　通过允许开关转换之间的死区时间(在此期间两个MOS管均不导通)，可以最大限度地减少发生击穿的机会，这允许一个MOS管在另一个MOS管打开之前关闭。　　没有续流电流路径　　当通过任何电感负载(例如特斯拉线圈)切换电流时，电流关闭时会产生反电动势。在两个开关设备都没有承载负载电流时，必须为此电流提供续流路径。　　该电流通常通过与每个开关器件反并联连接的续流二极管安全地引导回电源轨道。　　当MOS管用作开关器件时，工程师可以简单获得MOS管固有体二极管形式的续流二极管，这解决了一个问题，但创造了一个全新的问题......　　MOS管体二极管的缓慢反向恢复　　诸如特斯拉线圈之类的高 Q 谐振电路能够在其电感和自电容中存储大量能量。　　在某些调谐条件下，当一个MOS管关闭而另一个器件打开时，这会导致电流“续流”通过 MOS管的内部体二极管。　　这个原本不是什么问题，但当对面的MOS管试图开启时，内部体二极管的缓慢关断(或反向恢复)就会出现问题。　　与MOS管 自身的性能相比，MOS管 体二极管通常具有较长的反向恢复时间。如果一个 MOS管的体二极管在对立器件开启时导通，则类似于上述击穿情况发生“短路”。　　这个问题通常可以通过在每个MOS管周围添加两个二极管来缓解。　　首先，肖特基二极管与MOS管源极串联，肖特基二极管可防止MOS管体二极管被续流电流正向偏置。其次，高速(快速恢复)二极管并联到MOS管/肖特基对，以便续流电流完全绕过MOS管和肖特基二极管。　　这确保了MOS管体二极管永远不会被驱动导通，续流电流由快恢复二极管处理，快恢复二极管较少出现“击穿”问题。　　过度的栅极驱动　　如果用太高的电压驱动MOS管栅极，则栅极氧化物绝缘层可能会被击穿，从而导致MOS管无法使用。　　超过 +/- 15 V的栅极-源极电压可能会损坏栅极绝缘并导致故障，应注意确保栅极驱动信号没有任何可能超过最大允许栅极电压的窄电压尖峰。　　栅极驱动不足(不完全开启)　　MOS管只能切换大量功率，因为它们被设计为在开启时消耗最少的功率。工程师应该确保MOS管硬开启，以最大限度地减少传导期间的耗散。　　如果MOS管未完全开启，则设备在传导过程中将具有高电阻，并且会以热量的形式消耗大量功率，10到15伏之间的栅极电压可确保大多数MOS管完全开启。　　缓慢的开关转换　　在稳定的开启和关闭状态期间耗散的能量很少，但在过渡期间耗散了大量的能量。因此，应该尽可能快地在状态之间切换以最小化切换期间的功耗。由于MOS管栅极呈现电容性，因此需要相当大的电流脉冲才能在几十纳秒内对栅极进行充电和放电，峰值栅极电流可以高达一个安培。　　杂散振荡　　MOS管 能够在极短的时间内切换大量电流，输入也具有相对较高的阻抗，这会导致稳定性问题。在某些条件下，由于周围电路中的杂散电感和电容，高压MOS管会以非常高的频率振荡。(频率通常在低 MHz)，但这样是非常不受欢迎的，因为它是由于线性操作而发生的，并且代表了高耗散条件。　　这种情况可以通过最小化MOS管周围的杂散电感和电容来防止杂散振荡，还应使用低阻抗栅极驱动电路来防止杂散信号耦合到器件的栅极。　　“米勒”效应　　MOS管在其栅极和漏极端子之间具有相当大的“米勒电容”。在低压或慢速开关应用中，这种栅漏电容很少引起关注，但是当高压快速开关时，它可能会引起问题。　　当底部器件的漏极电压由于顶部MOS管的导通而迅速上升时，就会出现潜在问题。　　这种高电压上升率通过米勒电容电容耦合到MOS管的栅极，会导致底部MOS管的栅极电压上升，从而导致MOS管也开启，就会存在击穿情况，即使不是立即发生，也可以肯定MOS管故障。　　米勒效应可以通过使用低阻抗栅极驱动器来最小化，该驱动器在关闭状态时将栅极电压钳位到 0 伏，这减少了从漏极耦合的任何尖峰的影响。在关断状态下向栅极施加负电压可以获得进一步的保护。例如，向栅极施加 -10 V电压将需要超过12V的噪声，以冒开启本应关闭的MOS管的风险。　　对控制器的辐射干扰　　想象一下，将 1pF 的电容从你的火花特斯拉线圈的顶部连接到固态控制器中的每个敏感点的效果，存在的数百千伏射频可以毫无问题地驱动大量电流通过微型电容器直接进入控制电路。　　如果控制器没有放置在屏蔽外壳中，这就是实际会发生的情况。　　控制电路的高阻抗点几乎不需要杂散电容即可导致异常操作，但运行不正常的控制器可能会尝试同时打开两个相反的MOS管 ，控制电子设备的有效射频屏蔽至关重要。　　分离电源和控制电路也是非常理想的，电源开关电路中存在的快速变化的电流和电压仍然具有辐射显着干扰的能力。　　对控制器的传导干扰　　大电流的快速切换会导致电源轨上的电压骤降和瞬态尖峰。如果电源和控制电子设备共用一个或多个电源轨，则可能会对控制电路产生干扰。　　良好的去耦和中性点接地是应该用来减少传导干扰影响的技术。作用于驱动MOS管的变压器耦合在防止电噪声传导回控制器方面非常有效。　　静电损坏　　安装MOS管或IGBT器件时，应采取防静电处理措施，以防止栅氧化层损坏。　　高驻波比　　这里要着重说一下，来自一位专业射频工程师的解释。　　在脉冲系统中，VSWR不像在CW系统中那么大，但仍然是一个问题。　　在CW系统中，典型的发射器设计用于50欧姆的电阻输出阻抗。工程师通过某种传输线连接到负载，希望负载和线路也是50欧姆，并且电力沿电线很好地流动。　　但如果负载阻抗不是50欧姆，那么一定量的功率会从阻抗不连续处反射回来。但反射功率会导致几个潜在问题：　　1、发射器看起来像一个负载并吸收了所有的功率，这不是一个好的现象。　　例如，你的放大器效率为80%，你输入的功率1KW，通常情况下，设备的功耗为200W，最终的功耗为800W，如果所有800W的功耗都被反射回来，忽然之间，这些设备就需要消耗全部的功耗。　　2、前向波和反射波的组合会在传输线中产生驻波，在相距1/2波长的点处会变得非常高，从而导致击穿或者其他不良情况，这本质上是表现负载阻抗不是预期的结果。　　如果你有一个射频电源在几十兆赫兹，你可以装配一个开放的平行线传输线，在脉冲系统中，你可能会遇到沿线路传播的脉脉冲、阻抗不连续性、反射回以及与发送的下一个脉冲相加的问题。　　反射脉冲是相同极性还是不同极性取决于距离和相对阻抗。　　如果你有几个不匹配，可能会得到很多来回移动的脉冲，这些脉冲会加强或者取消。这个对于商业配电来说是一个真正的大问题，因为沿线路的传播时间是线路频率周期的很大一部分，当断路器打开和关闭以及雷击时会引起问题。　　以上就是关于MOS管烧毁的原因分析。
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发布时间：2023-12-19 14:33 阅读量：1641 继续阅读>>
mos管和运算放大器的区别 场效应管和mos管的区别
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mos管和运算放大器的区别 场效应管和mos管的区别

　　综mos管和运算放大器是电子领域中常见的两种器件。mos管是一种场效应管类型，被广泛应用于数字和模拟电路中，具有高输入阻抗和低输出阻抗。而运算放大器是一种有源器件，用于信号放大和运算电路中，具有非常高的开环增益和多种功能。场效应管是一个更大的概念，包含了多种类型的管子，如JFET和IGBT等。mos管是场效应管的一种，以金属-氧化物-半导体结构为基础，具有更好的控制性能和应用灵活性。　　一、mos管和运算放大器的区别　　mos管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)和运算放大器(Operational Amplifier)是电子领域中常见的两种器件。尽管它们在电路中扮演不同的角色，但有时可能会引起混淆。下面将详细介绍mos管和运算放大器之间的区别。　　1、 mos管　　mos管是一种半导体器件，也被称为场效应管(Field-Effect Transistor，FET)。它由源极、漏极和栅极组成，并通过在栅极上加上适当的电压来控制漏极与源极之间的电流。mos管存在两种主要类型：MOSFET(金属-氧化物-半导体场效应晶体管)和CMOS(互补金属-氧化物-半导体)。　　mos管广泛应用于数字和模拟电路中。它们具有高输入阻抗、低输出阻抗和快速开关特性，可实现强大的放大、开关和驱动功能。mos管的工作原理基于对沟道中的电荷进行控制，通过调节栅极电压来调整沟道的导电性。　　2、运算放大器　　运算放大器是一种有源器件，通常用于信号放大和运算电路中。它由多个晶体管和被动元件组成，具有一个非常高的开环增益。运算放大器通常被设计为差分放大器，具有两个输入端(正向输入和反向输入)和一个输出端。　　运算放大器可以根据不同的电路连接方式实现各种功能，如比较、滤波、积分、微分和放大等。它们广泛应用于模拟电路、信号处理、控制系统和通信系统等领域。　　二、场效应管和mos管的区别　　虽然mos管是场效应管的一种类型，但它们之间存在一些差异。下面将详细介绍场效应管和mos管之间的区别。　　1、结构　　场效应管：场效应管是一类半导体器件，包括了mos管。除了mos管外，场效应管还包括JFET(结型场效应管)和IGBT(绝缘栅双极型晶体管)等。　　mos管：mos管是场效应管的一种类型，是最常见和广泛使用的场效应管。它由金属栅极、氧化物绝缘层和半导体通道组成。　　2、工作原理　　场效应管：场效应管的工作原理基于沟道中的电荷控制。通过调节栅极电压，可以改变沟道中的电荷密度，从而改变沟道的导电性。　　mos管：mos管是一种以金属-氧化物-半导体结构为基础的场效应管。它利用氧化物绝缘层来隔离栅极和沟道之间的电荷，从而实现更好的控制。　　三、应用领域　　场效应管：JFET广泛应用于高频放大器、开关和稳压器等领域。　　mos管：mos管是最常见的场效应管类型，广泛应用于数字和模拟电路中。它们在逻辑门、存储器、微处理器和功率放大器等领域发挥着重要作用。　　1、特性和优势　　场效应管：场效应管具有高输入阻抗、低输出阻抗和较低的噪声水平。JFET在低频应用中表现出色，并且具有较高的增益和较低的失真。　　mos管：mos管具有高度集成、低功耗和快速开关特性。CMOS技术结合了N型MOS和P型MOS管道，提供了更低的功耗和更高的集成度。　　理解mos管和运算放大器之间的区别对于正确选择和使用电子器件至关重要。根据具体的应用需求和电路设计，我们可以选择适合的器件来实现所需的功能和性能。
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发布时间：2023-10-09 09:53 阅读量：1540 继续阅读>>
8种开关电源<span style='color:red'>MOS管</span>的工作损耗计算
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8种开关电源MOS管的工作损耗计算

　　MOSFET 的工作损耗基本可分为如下几部分：　　1、导通损耗Pon　　导通损耗,指在 MOSFET 完全开启后负载电流(即漏源电流) IDS(on)(t) 在导通电阻 RDS(on) 上产生之压降造成的损耗。　　导通损耗计算：　　先通过计算得到 IDS(on)(t) 函数表达式并算出其有效值 IDS(on)rms ，再通过如下电阻损耗计算式计算：　　Pon=IDS(on)rms2 × RDS(on) × K × Don　　说明：　　计算 IDS(on)rms 时使用的时期仅是导通时间 Ton ，而不是整个工作周期 Ts ;RDS(on)会随 IDS(on)(t) 值和器件结点温度不同而有所不同，此时的原则是根据规格书查找尽量靠近预计工作条件下的 RDS(on) 值(即乘以规格书提供的一个温度系数 K )。　　2、截止损耗Poff　　截止损耗，指在 MOSFET 完全截止后在漏源电压 VDS(off) 应力下产生的漏电流 IDSS 造成的损耗。　　截止损耗计算：　　先通过计算得到 MOSFET 截止时所承受的漏源电压 VDS(off) ，在查找器件规格书提供之 IDSS ，再通过如下公式计算：　　Poff=VDS(off) × IDSS ×( 1-Don )　　说明：　　IDSS 会依 VDS(off) 变化而变化，而规格书提供的此值是在一近似 V(BR)DSS 条件下的参数。如计算得到的漏源电压 VDS(off) 很大以至接近 V(BR)DSS 则可直接引用此值，如很小，则可取零值，即忽略此项。　　3、开启过程损耗　　开启过程损耗，指在 MOSFET 开启过程中逐渐下降的漏源电压 VDS(off_on)(t) 与逐渐上升的负载电流(即漏源电流) IDS(off_on)(t) 交叉重叠部分造成的损耗。　　开启过程损耗计算：　　开启过程 VDS(off_on)(t) 与 IDS(off_on)(t) 交叉波形如上图所示。首先须计算或预计得到开启时刻前之 VDS(off_end) 、开启完成后的 IDS(on_beginning) 即图示之 Ip1 ，以及 VDS(off_on)(t) 与 IDS(off_on)(t) 重叠时间 Tx 。然后再通过如下公式计算：　　Poff_on= fs ×∫ Tx VDS(off_on)(t) × ID(off_on)(t) × dt　　实际计算中主要有两种假设 — 图 (A) 那种假设认为 VDS(off_on)(t) 的开始下降与 ID(off_on)(t) 的逐渐上升同时发生;图 (B) 那种假设认为 VDS(off_on)(t) 的下降是从 ID(off_on)(t) 上升到最大值后才开始。图 (C) 是 FLYBACK 架构路中一 MOSFET 实际测试到的波形，其更接近于 (A) 类假设。针对这两种假设延伸出两种计算公式：　　(A) 类假设 Poff_on=1/6 × VDS(off_end) × Ip1 × tr × fs　　(B) 类假设 Poff_on=1/2 × VDS(off_end) × Ip1 × (td(on)+tr) × fs　　(B) 类假设可作为最恶劣模式的计算值。　　说明：　　图 (C) 的实际测试到波形可以看到开启完成后的 IDS(on_beginning)>>Ip1 (电源使用中 Ip1 参数往往是激磁电流的 初始值)。叠加的电流波峰确切数值我们难以预计得到，其 跟电路架构和器件参数有关。例如 FLYBACK 中 实际电流应是 Itotal=Idp1+Ia+Ib (Ia 为次级端整流二极管的反向恢 复电流感应回初极的电流值 -- 即乘以匝比， Ib 为变压器 初级侧绕组层间寄生电容在 MOSFET 开关开通瞬间释放的 电流 ) 。这个难以预计的数值也是造成此部分计算误差的 主要原因之一。　　4、关断过程损耗　　关断过程损耗。指在 MOSFET 关断过程中 逐渐上升的漏源电压 VDS(on_off) (t) 与逐渐 下降的漏源电流 IDS(on_off)(t) 的交叉重 叠部分造成的损耗。　　关断过程损耗计算：　　如上图所示，此部分损耗计算原理及方法跟 Poff_on 类似。首先须计算或预计得到关断完成后之漏源电压 VDS(off_beginning) 、关断时刻前的负载电流 IDS(on_end) 即图示之 Ip2 以及 VDS(on_off) (t) 与 IDS(on_off)(t) 重叠时间 Tx 。　　然后再通过 如下公式计算：　　Poff_on= fs ×∫ Tx VDS(on_off) (t) × IDS(on_off)(t) × dt　　实际计算中，针对这两种假设延伸出两个计算公式：　　(A) 类假设 Poff_on=1/6 × VDS(off_beginning) × Ip2 × tf × fs　　(B) 类假设 Poff_on=1/2 × VDS(off_beginning) × Ip2 × (td(off)+tf) × fs　　(B) 类假设可作为最恶劣模式的计算值。　　说明：　　IDS(on_end) =Ip2 ，电源使用中这一参数往往是激磁电流 的末端值。因漏感等因素， MOSFET 在关断完成后之 VDS(off_beginning) 往往都有一个很大的电压尖峰 Vspike 叠加其 上，此值可大致按经验估算。　　5、驱动损耗Pgs　　驱动损耗，指栅极接受驱动电源进行驱动造成之损耗　　驱动损耗的计算：　　确定驱动电源电压 Vgs 后，可通过如下公式进行计算：　　Pgs= Vgs × Qg × fs　　说明：　　Qg 为总驱动电量，可通过器件规格书查找得到。　　6、Coss电容的泄放损耗Pds　　Coss电容的泄放损耗,指MOS输出电容 Coss 截止期间储蓄的电场能于导同期间在漏源极上的泄放损耗。　　Coss电容的泄放损耗计算：　　首先须计算或预计得到开启时刻前之 VDS ，再通过如下公式进行计算：　　Pds=1/2 × VDS(off_end)2 × Coss × fs　　说明：　　Coss 为 MOSFET 输出电容，一般可等于 Cds ，此值可通过器件规格书查找得到。　　7、体内寄生二极管正向导通损耗Pd_f　　体内寄生二极管正向导通损耗,指MOS体内寄生二极管在承载正向电流时因正向压降造成的损耗。　　体内寄生二极管正向导通损耗计算：　　在一些利用体内寄生二极管进行载流的应用中(例如同步整流)，需要对此部分之损耗进行计算。公式如下：　　Pd_f = IF × VDF × tx × fs　　其中：IF 为二极管承载的电流量， VDF 为二极管正向导通压降， tx 为一周期内二极管承载电流的时间。　　说明：　　会因器件结温及承载的电流大小不同而不同。可根据实际应用环境在其规格书上查找到尽量接近之数值。　　8、体内寄生二极管反向恢复损耗Pd_recover　　体内寄生二极管反向恢复损耗，指MOS体内寄生二极管在承载正向电流后因反向压致使的反向恢复造成的损耗。　　体内寄生二极管反向恢复损耗计算：　　这一损耗原理及计算方法与普通二极管的反向恢复损耗一样。公式如下：　　Pd_recover=VDR × Qrr × fs　　其中：VDR 为二极管反向压降， Qrr 为二极管反向恢复电量，由器件提供之规格书中查找而得。　　MOS设计选型的几个基本原则　　建议初选之基本步骤：　　1、电压应力　　在电源电路应用中，往往首先考虑漏源电压 VDS 的选择。在此上的基本原则为 MOSFET 实际工作环境中的最大峰值漏源极间的电压不大于器件规格书中标称漏源击穿电压的 90% 。即：　　VDS_peak ≤ 90% * V(BR)DSS　　注：一般地， V(BR)DSS 具有正温度系数。故应取设备最低工作温度条件下之 V(BR)DSS值作为参考。　　2、漏极电流　　其次考虑漏极电流的选择。基本原则为 MOSFET 实际工作环境中的最大周期漏极电流不大于规格书中标称最大漏源电流的 90% ;漏极脉冲电流峰值不大于规格书中标称漏极脉冲电流峰值的 90% 即：　　ID_max ≤ 90% * ID　　ID_pulse ≤ 90% * IDP　　注：一般地， ID_max 及 ID_pulse 具有负温度系数，故应取器件在最大结温条件下之 ID_max 及 ID_pulse 值作为参考。器件此参数的选择是极为不确定的—主要是受工作环境，散热技术，器件其它参数(如导通电阻，热阻等)等相互制约影响所致。最终的判定依据是结点温度(即如下第六条之“耗散功率约束”)。根据经验，在实际应用中规格书目中之 ID 会比实际最大工作电流大数倍，这是因为散耗功率及温升之限制约束。在初选计算时期还须根据下面第六条的散耗功率约束不断调整此参数。建议初选于 3~5 倍左右 ID = (3~5)*ID_max。　　3、驱动要求　　MOSFEF 的驱动要求由其栅极总充电电量( Qg )参数决定。在满足其它参数要求的情况下，尽量选择 Qg 小者以便驱动电路的设计。驱动电压选择在保证远离最大栅源电压( VGSS )前提下使 Ron 尽量小的电压值(一般使用器件规格书中的建议值)　　4、损耗及散热　　小的 Ron 值有利于减小导通期间损耗，小的 Rth 值可减小温度差(同样耗散功率条件下)，故有利于散热。　　5、损耗功率初算　　MOSFET 损耗计算主要包含如下 8 个部分：　　PD = Pon + Poff + Poff_on + Pon_off + Pds + Pgs+Pd_f+Pd_recover　　详细计算公式应根据具体电路及工作条件而定。例如在同步整流的应用场合，还要考虑体内二极管正向导通期间的损耗和转向截止时的反向恢复损耗。损耗计算可参考下文的“MOS管损耗的8个组成部分”部分。　　6、耗散功率约束　　器件稳态损耗功率 PD,max 应以器件最大工作结温度限制作为考量依据。如能够预先知道器件工作环境温度，则可以按如下方法估算出最大的耗散功率：　　PD,max ≤ ( Tj,max - Tamb ) / Rθj-a　　其中 Rθj-a 是器件结点到其工作环境之间的总热阻 , 包括 Rθjuntion-case,Rθcase-sink,Rθsink-ambiance 等。如其间还有绝缘材料还须将其热阻考虑进去。
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发布时间：2023-08-14 15:25 阅读量：2219 继续阅读>>
电子元器件知识：<span style='color:red'>MOS管</span>和三极管相比有何区别
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电子元器件知识：MOS管和三极管相比有何区别

　　晶体管是一个简单的元器件，有非常多的种类。最常见的两种晶体管应该要属双极型晶体管(三极管)和MOS管了吧，那它俩之间的区别是什么呢?　　三极管分为两种：NPN和PNP。　　NPN是一个双极结晶体管(BJT)，有三条腿，分别是：基极(b)、集电极(c)、发射极(e)，NPN晶体管是最常见的三极管(BJT)。　　但是还有另一种称为PNP晶体管，其工作方式相同，只是所有电流都朝相反的方向。　　MOSFET管是另一种非常常见的晶体管类型。它也具有三个引脚：栅极(G)、漏极(D)、源极(S)　　MOS管和三极管同为晶体管，它们之间的工作原理也有些类似之处：　　1).MOS管的源极S、栅极G、漏极D分别对应于三极管的发射极e、基极b、集电极c，它们的作用相似，左图图示是N沟道MOS管和NPN型晶体三极管引脚，右图图示是P沟道MOS管和PNP型晶体三极管引脚对应图。　　2).它俩最大的不同是：MOS管是电压控制电流器件，经过栅极电压操控源漏间导通电阻，普通的晶体三极管是电流控制电流器件，经过基极较小的电流操控较大的集电极电流。MOS管道放大系数是(跨导gm)当栅极电压改变一伏时能引起漏极电流变化多少安培。晶体三极管是电流放大系数(贝塔β)当基极电流改变一毫安时能引起集电极电流变化多少。　　3).MOS管栅极和其它电极是绝缘的，不产生电流;而三极管工作时基极电流IB决定集电极电流IC。因此MOS管的输入电阻比三极管的输入电阻高的多。　　4).MOS管只有多数载流子参与导电;三极管有多数载流子和少数载流子两种载流子参与导电，因少数载流子浓度受温度、辐射等因素影响较大，所以MOS管比三极管的温度稳定性好。　　5).MOS管在源极未与衬底连在一起时，源极和漏极可以互换使用，且特性变化不大(这一点金誉半导体有专门讲过)，而三极管的集电极与发射极互换使用时，其特性差异很大，b 值将减小很多,因此MOS管协调能力比晶体管好。　　6).MOS管的噪声系数很小，在低噪声放大电路的输入级、及要求信噪比较高的电路中要选用MOS管。　　7) .MOS管和普通晶体三极管均可组成各种放大电路和开关电路，但是MOS管制造工艺简单，并且又具有普通晶体三极管不能比拟的优秀特性，在各种电路及应用中正逐步的取代普通晶体三极管，目前的大规模和超大规模集成电路中，已经广泛的采用MOS管。
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发布时间：2023-08-04 09:28 阅读量：1784 继续阅读>>
元器件知识：详解<span style='color:red'>MOS管</span>和IGBT的区别
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元器件知识：详解MOS管和IGBT的区别

　　在电子电路中，MOS管和IGBT管会经常出现，它们都可以作为开关元件来使用，MOS管和IGBT管在外形及特性参数也比较相似。那为什么有些电路用MOS管，而有些电路用IGBT管?　　下面我们就来了解一下，MOS管和IGBT管到底有什么区别吧!　　1、什么是MOS管?　　场效应管主要有两种类型，分别是结型场效应管(JFET)和绝缘栅场效应管(MOS管)。　　MOS管即MOSFET，中文全称是金属-氧化物半导体场效应晶体管，由于这种场效应管的栅极被绝缘层隔离，所以又叫绝缘栅场效应管。　　MOSFET又可分为N沟耗尽型和增强型;P沟耗尽型和增强型四大类。　　MOSFET种类与电路符号　　有的MOSFET内部会有个二极管，这是体二极管，或者叫寄生二极管、续流二极管。　　关于寄生二极管的作用，有两种解释：MOSFET的寄生二极管，作用是防止VDD过压的情况下，烧坏MOS管，因为在过压对MOS管造成破坏之前，二极管先反向击穿，将大电流直接到地，从而避免MOS管被烧坏。　　防止MOS管的源极和漏极反接时烧坏MOS管，也可以在电路有反向感生电压时，为反向感生电压提供通路，避免反向感生电压击穿MOS管。　　MOSFET具有输入阻抗高、开关速度快、热稳定性好、电压控制电流等特性，在电路中，可以用作放大器、电子开关等用途。　　2、什么是IGBT?　　IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor)，绝缘栅双极型晶体管，是由晶体三极管和MOS管组成的复合型半导体器件。　　IGBT作为新型电子半导体器件，具有输入阻抗高，电压控制功耗低，控制电路简单，耐高压，承受电流大等特性，在各种电子电路中获得极广泛的应用。　　IGBT的电路符号至今并未统一，画原理图时一般是借用三极管、MOS管的符号，这时可以从原理图上标注的型号来判断是IGBT还是MOS管。　　同时还要注意IGBT有没有体二极管，图上没有标出并不表示一定没有，除非官方资料有特别说明，否则这个二极管都是存在的。　　IGBT内部的体二极管并非寄生的，而是为了保护IGBT脆弱的反向耐压而特别设置的，又称为FWD(续流二极管)。　　判断IGBT内部是否有体二极管也并不困难，可以用万用表测量IGBT的C极和E极，如果IGBT是好的，C、E两极测得电阻值无穷大，则说明IGBT没有体二极管。　　IGBT非常适合应用于如交流电机、变频器、开关电源、照明电路、牵引传动等领域。　　3、MOS管与IGBT的结构特点　　MOS管和IGBT管的内部结构，如下图所示：　　IGBT是通过在MOSFET的漏极上追加层而构成的。　　IGBT的理想等效电路如下图所示，IGBT实际就是MOSFET和晶体管三极管的组合，MOSFET存在导通电阻高的缺点，但IGBT克服了这一缺点，在高压时IGBT仍具有较低的导通电阻。　　另外，相似功率容量的IGBT和MOSFET，IGBT的速度可能会慢于MOSFET，因为IGBT存在关断拖尾时间，由于IGBT关断拖尾时间长，死区时间也要加长，从而会影响开关频率。　　4、选择MOS管，还是IGBT?　　在电路中，选用MOS管作为功率开关管还是选择IGBT管，这是工程师常遇到的问题，如果从系统的电压、电流、切换功率等因素作为考虑，可以总结出以下几点：　　也可从下图看出两者使用的条件，阴影部分区域表示MOSFET和IGBT都可以选用，“?”表示当前工艺还无法达到的水平。　　总的来说，MOSFET优点是高频特性好，可以工作频率可以达到几百kHz、上MHz，缺点是导通电阻大在高压大电流场合功耗较大;而IGBT在低频及较大功率场合下表现卓越，其导通电阻小，耐压高。　　MOSFET应用于开关电源、镇流器、高频感应加热、高频逆变焊机、通信电源等等高频电源领域;IGBT集中应用于焊机、逆变器、变频器、电镀电解电源、超音频感应加热等领域。
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发布时间：2023-06-09 14:21 阅读量：1787 继续阅读>>

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